Disseny d'un oscil·lador basat en mode actual per a amplificadors de potència d'àudio de classe D: 6 passos

2024 Autora: John Day | [email protected]. Última modificació: 2024-01-30 08:10

En els darrers anys, els amplificadors de potència d’àudio de classe D s’han convertit en la solució preferida per a sistemes d’àudio portàtils com MP3 i telèfons mòbils per la seva alta eficiència i el seu baix consum d’energia. L'oscil·lador és una part important de l'amplificador d'àudio de classe D. L'oscil·lador té una influència important sobre la qualitat del so de l'amplificador, l'eficiència del xip, la interferència electromagnètica i altres indicadors. Amb aquesta finalitat, aquest article dissenya un circuit oscil·lador controlat per corrent per a amplificadors de potència de classe D. El mòdul es basa en el mode actual i implementa principalment dues funcions: una és proporcionar un senyal d’ona triangular l’amplitud del qual és proporcional a la tensió d’alimentació; l'altra és proporcionar un senyal d'ona quadrada la freqüència de la qual és gairebé independent de la tensió d'alimentació i la relació de treball del senyal d'ona quadrada és del 50%.

Pas 1: Principi de l'oscil·lador del mode actual

El principi de funcionament de l’oscil·lador és controlar la càrrega i descàrrega del condensador per la font de corrent a través del tub d’interruptor MOS per generar un senyal d’ona triangular. A la figura 1 es mostra un diagrama de blocs d’un oscil·lador basat en mode de corrent convencional.

Disseny d'oscil·lador basat en mode actual per a amplificadors de potència d'àudio de classe D

A la FIG. 1, R1, R2, R3 i R4 generen tensions llindars VH, VL i una tensió de referència Vref dividint una tensió d’una tensió d’alimentació. La tensió de referència es fa passar a través d'una estructura LDO d'amplificadors OPA i MN1 per generar un corrent de referència Iref que és proporcional a la tensió d'alimentació. Així que hi ha:

MP1, MP2 i MP3 d’aquest sistema poden formar una font de corrent mirall per generar el corrent de càrrega IB1. La font de corrent mirall composta per MP1, MP2, MN2 i MN3 genera un corrent de descàrrega IB2. Se suposa que MP1, MP2 i MP3 tenen relacions d’amplada a longitud iguals, i MN2 i MN3 tenen relacions d’amplada a longitud iguals. Després hi ha:

Quan l’oscil·lador funciona, durant la fase de càrrega t1, CLK = 1, el tub MP3 carrega el condensador amb un corrent constant IB1. Després d'això, la tensió al punt A augmenta linealment. Quan la tensió al punt A és superior a VH, la tensió a la sortida de cmp1 es torna zero. El mòdul de control lògic es compon principalment de xancles RS. Quan la sortida de cmp1 és 0, el terminal de sortida CLK s'inverteix a un nivell baix i CLK és un nivell alt. L'oscil·lador entra en la fase de descàrrega t2, moment en què el condensador C comença a descarregar-se a un corrent constant IB2, provocant la caiguda de la tensió en el punt A. Quan la tensió baixa per sota de VL, la tensió de sortida de cmp2 es torna nul·la. El xanclet RS gira, CLK puja i CLK baixa, completant un període de càrrega i descàrrega. Com que IB1 i IB2 són iguals, els temps de càrrega i descàrrega del condensador són iguals. El pendent de la vora ascendent de l’ona triangular de punt A és igual al valor absolut de la pendent de la vora descendent. Per tant, el senyal CLK és un senyal d’ona quadrada amb una relació de treball del 50%.

La freqüència de sortida d’aquest oscil·lador és independent de la tensió d’alimentació i l’amplitud de l’ona triangular és proporcional a la tensió d’alimentació.

Pas 2: Implementació del circuit de l’oscil·lador

El disseny del circuit oscil·lador dissenyat en aquest document es mostra a la figura 2. El circuit es divideix en tres parts: un circuit de generació de tensió llindar, un circuit de generació de corrent de càrrega i descàrrega i un circuit de control lògic.

Disseny d'un oscil·lador basat en mode actual per a amplificadors de potència d'àudio de classe D Circuit d'implementació de l'oscil·lador de la figura 2

2.1 Unitat de generació de tensió llindar

La part generadora de tensió llindar pot estar constituïda per MN1 i quatre resistències divisores de tensió R1, R2, R3 i R4 que tinguin valors de resistència iguals. El transistor MOS MN1 s'utilitza aquí com a transistor de commutació. Quan no s'introdueix cap senyal d'àudio, el xip posa el terminal CTRL baix, VH i VL són 0V i l'oscil·lador deixa de funcionar per reduir el consum d'energia estàtica del xip. Quan hi ha una entrada de senyal, CTRL és baix, VH = 3Vdd / 4, VL = Vdd / 4. A causa del funcionament d'alta freqüència del comparador, si el punt B i el punt C estan directament connectats a l'entrada del comparador, es poden generar interferències electromagnètiques fins a la tensió llindar a través de la capacitat paràsita del transistor MOS. Per tant, aquest circuit connecta el punt B i el punt C amb la memòria intermèdia. Les simulacions de circuits mostren que l’ús de tampons pot aïllar eficaçment les interferències electromagnètiques i estabilitzar la tensió llindar.

2.2 Generació de corrent de càrrega i descàrrega

El corrent proporcional a la tensió d’alimentació pot ser generat per OPA, MN2 i R5. Com que el guany de l'OPA és elevat, la diferència de tensió entre Vref i V5 és insignificant. A causa de l'efecte de modulació del canal, els corrents de MP11 i MN10 es veuen afectats per la tensió de drenatge de la font. Per tant, el corrent de càrrega-descàrrega del condensador ja no és lineal amb la tensió d’alimentació. En aquest disseny, el mirall actual utilitza una estructura de codis cas per estabilitzar la tensió de drenatge de la font de MP11 i MN10 i reduir la sensibilitat a la tensió d’alimentació. Des d'una perspectiva de CA, l'estructura de codis de cas augmenta la resistència de sortida de la font actual (capa) i redueix l'error en el corrent de sortida. MN3, MN4 i MP5 s'utilitzen per proporcionar una tensió de polarització per al MP12. MP8, MP10 i MN6 poden proporcionar tensió de biaix per a MN9.

2.3 Secció de control lògic

La sortida CLK i CLK del xanclet són senyals d’ona quadrada amb fases oposades, que es poden utilitzar per controlar l’obertura i tancament de MP13, MN11 i MP14, MN12. Els MP14 i MN11 actuen com a transistors de commutació, que funcionen com SW1 i SW2 a la figura 1. MN12 i MP13 actuen com a tubs auxiliars, la funció principal dels quals és reduir les rebaves del corrent de càrrega i descàrrega i eliminar el fenomen de tret fort de les ones triangulars.. El fenomen del tret fort és causat principalment per l'efecte d'injecció de càrrega del canal quan el transistor MOS es troba en transició d'estat.

Suposant que MN12 i MP13 s’eliminen, quan les transicions CLK de 0 a 1, MP14 s’activa a l’estat apagat i la font actual composta per MP11 i MP12 es veu obligada a entrar instantàniament a la regió lineal profunda des de la regió de saturació i MP11, MP12, MP13 són La càrrega del canal s’extreu en molt poc temps, cosa que provoca un gran corrent d’error, provocant un voltatge de pujada al punt A. Al mateix temps, MN11 salta de l’estat apagat a l’estat activat i les capes actuals compostes de MN10 i MN9 van de la regió lineal profunda a la regió de saturació. La capacitat del canal d’aquests tres tubs es carrega en poc temps, cosa que també provoca un gran corrent de Burr i un voltatge de pic. De la mateixa manera, si s’elimina la canonada auxiliar MN12, el MN11, MN10 i MN9 també generen un gran corrent de fallada i un voltatge de pujada quan es salta el CLK. Tot i que MP13 i MP14 tenen la mateixa relació amplada-longitud, el nivell de la porta és oposat, de manera que MP13 i MP14 estan activats alternativament. MP13 juga dos papers principals a l’hora d’eliminar el voltatge de l’espiga. En primer lloc, assegureu-vos que MP11 i MP12 funcionin a la regió de saturació durant tot el cicle per garantir la continuïtat del corrent i evitar la tensió de tret nítida causada pel mirall actual. En segon lloc, feu que MP13 i MP14 formin un tub complementari. Així, en el moment del canvi de tensió CLK, es carrega la capacitat del canal d’un tub i es descarrega la capacitat del canal de l’altre tub, i les càrregues positives i negatives s’anul·len mútuament, reduint així el corrent de fallada. De la mateixa manera, la introducció de MN12 tindrà el mateix paper.

2.4 Aplicació de la tecnologia de reparació

Els paràmetres de diferents lots de tubs MOS variaran entre les hòsties. Sota diferents angles de procés, el gruix de la capa d’òxid del tub MOS també serà diferent, i el Cox corresponent també canviarà en conseqüència, provocant el canvi del corrent de càrrega i descàrrega, provocant un canvi de la freqüència de sortida de l’oscil·lador. En el disseny de circuits integrats, la tecnologia de retallada s'utilitza principalment per modificar la resistència i la xarxa de resistències (o xarxa de condensadors). Es poden utilitzar diferents xarxes de resistències per augmentar o disminuir la resistència (o la capacitat) per dissenyar diferents xarxes de resistències (o xarxes de condensadors). Els corrents de càrrega i descàrrega IB1 i IB2 estan determinats principalment per l’Iref actual. Iref = Vdd / 2R5. Per tant, aquest disseny tria retallar la resistència R5. La xarxa de retallada es mostra a la figura 3. A la figura, totes les resistències són iguals. En aquest disseny, la resistència de la resistència R5 és de 45 kΩ. R5 està connectat en sèrie per deu resistències petites amb una resistència de 4,5 kΩ. La fusió del cable entre els dos punts A i B pot augmentar la resistència de R5 un 2,5%, i la fusió del cable entre B i C pot augmentar la resistència un 1,25%, entre A, B i B, C. Els fusibles estan bufats, que augmenta la resistència un 3,75%. L’inconvenient d’aquesta tècnica de retallada és que només pot augmentar el valor de resistència, però no el petit.

Figura 3 estructura de xarxa de reparació de resistències

Pas 3: Anàlisi de resultats de simulació

Aquest disseny es pot implementar en el procés CMOS de 0,5 μm de CSMC i es pot simular amb l'eina Spectre.

3.1 Millora de l’ona triangular mitjançant tub de commutació complementari

La figura 4 és un diagrama esquemàtic que mostra la millora de l’ona triangular mitjançant el tub d’interruptor complementari. Es pot observar a la figura 4 que les formes d'ona de MP13 i MN12 en aquest disseny no tenen pics evidents quan canvia el pendent i el fenomen d'afilament de la forma d'ona desapareix després d'afegir el tub auxiliar.

Figura 4 Forma d'ona millorada del tub de commutació complementari a l'ona triangular

3.2 Influència de la tensió i la temperatura de l’alimentació

Es pot veure a la figura 5 que la freqüència de l’oscil·lador canvia a l’1,86% quan la tensió de l’alimentació canvia de 3V a 5V. Quan la temperatura canvia de -40 ° C a 120 ° C, la freqüència de l’oscil·lador canvia un 1,93%. Es pot comprovar que quan la temperatura i la tensió d’alimentació varien àmpliament, la freqüència de sortida de l’oscil·lador es pot mantenir estable, de manera que es pot assegurar el funcionament normal del xip.

Figura 5 Efecte de la tensió i la temperatura sobre la freqüència

Pas 4: Conclusió

Aquest document dissenya un oscil·lador controlat per corrent per a amplificadors de potència d’àudio de classe D. Normalment, aquest oscil·lador pot emetre senyals d'ona quadrada i triangular amb una freqüència de 250 kHz. A més, la freqüència de sortida de l’oscil·lador pot romandre estable quan la temperatura i la tensió d’alimentació varien àmpliament. A més, la tensió de punta també es pot eliminar afegint transistors de commutació complementaris. Mitjançant la introducció d’una tècnica de retall de xarxes de resistències, es pot obtenir una freqüència de sortida precisa en presència de variacions del procés. Actualment, aquest oscil·lador s’ha utilitzat en un amplificador d’àudio de classe D.