Conversor d'alimentació en mode interruptor d'alta tensió (SMPS) / convertidor d'augment per a tubs Nixie: 6 passos

2024 Autora: John Day | [email protected]. Última modificació: 2024-01-30 08:16

Aquest SMPS augmenta la baixa tensió (5-20 volts) fins a l’alta tensió necessària per accionar tubs nixie (170-200 volts). Tingueu en compte que, tot i que aquest petit circuit pot funcionar amb bateries / herbes de paret de baixa tensió, la sortida és més que suficient per matar-vos.

El projecte inclou: full de càlcul Helper EagleCAD CCT i fitxers PCB Font de microprogramari MikroBasic

Pas 1: Com funciona?

Aquest disseny es basa en la nota d’aplicació Microchip TB053 amb diverses modificacions basades en l’experiència dels membres de Neonixie-L (https://groups.yahoo.com/group/NEONIXIE-L/). Obtingueu la nota de l'aplicació: és una bona lectura de poques pàgines: (https://ww1.microchip.com/downloads/en/AppNotes/91053b.pdf) La següent il·lustració està extreta de TB053. Esbossa el principi bàsic darrere del SMPS. Un microcontrolador fonamenta un FET (Q1), permetent que es construeixi una càrrega a l’inductor L1. Quan el FET està apagat, la càrrega flueix a través del díode D1 al condensador C1. Vvfb és un feedback de divisor de tensió que permet al microcontrolador controlar l’alta tensió i activar el FET segons sigui necessari per mantenir el voltatge desitjat.

Pas 2: Característiques de l’inductor

Tot i que és molt agradable, la nota de l’aplicació Microchip em sembla una mica enrere. Comença determinant la potència necessària i, a continuació, tria un temps de càrrega d’inductor sense preocupar-se pels inductors disponibles. Em va semblar més útil triar un inductor i dissenyar l’aplicació al voltant d’això. Els inductors que he utilitzat són "C&D Technologies Inductors RADIAL LEAD 100uH" (Part Mouser 580-18R104C, 1,2 amp, 1,40 $), (Part Mouser 580-22R104C, 0,67 amplificador, 0,59 dòlars). He escollit aquests inductors perquè són molt petits, són molt barats, però tenen una potència decent. Ja sabem la potència màxima contínua de la nostra bobina (0,67 amperes per al 22R104C), però hem de saber quant trigarà a carregar-se (temps de pujada). En lloc d’utilitzar un temps de càrrega fix (vegeu l’equació 6 a TB053) per determinar els amplificadors de bobina necessaris, podem interrogar l’equació 6 i resoldre el temps de pujada: (nota: l’equació 6 de TB053 és incorrecta, hauria de ser L, no 2L) (Volts in / Inductor uH) * augment_temp = Peak Amps -devé- (Inductor uH / Volts in) * Peak Amps = temps de pujada. -Utilització del 22R104C amb un subministrament de 5 volts dóna el següent- (100/5) * 0,67 = 13,5 uS Es necessitaran 13,5 uS per carregar completament la bobina inductor a 5 volts. Viouslybviament, aquest valor variarà segons les diferents tensions d’alimentació. Com s'ha assenyalat a TB053: "El corrent d'un inductor no pot canviar instantàniament. Quan Q1 està apagat, el corrent de L1 continua fluint a través de D1 fins al condensador d'emmagatzematge, C1, i la càrrega, RL. Per tant, el corrent de l'inductor disminueix linealment en el temps a partir del pic actual. "Podem determinar la quantitat de temps que triga el corrent a sortir de l'inductor mitjançant l'equació TB05 7. A la pràctica aquest temps és molt curt. Aquesta equació s’implementa al full de càlcul inclòs, però no es discutirà aquí. Quanta potència podem obtenir d’un inductor de 0,67 amperes? La potència total es determina mitjançant la següent equació (equació tb053 5): Potència = (((temps de pujada) * (Volts en)^{2) / (2 * Inductor uH))}-utilitzant els nostres valors anteriors trobem-1,68 watts = (13,5uS * 5 volts)^{2) / (2 * 100uH)}-converteix watts a mA-mA = ((potència watts) / (volts de sortida)) * 1000-utilitzant un voltatge de sortida de 180 trobem-9,31mA = (1,68 watts / 180 volts) * 1000 Podem obtenir un màxim de 9,31 mA de aquesta bobina amb una font d'alimentació de 5 volts, ignorant totes les ineficiències i pèrdues de commutació. Es pot aconseguir una major potència de sortida augmentant la tensió d’alimentació. Tots aquests càlculs s’implementen a la "Taula 1: Càlculs de bobina per a la font d'alimentació d'alta tensió" del full de càlcul inclòs amb aquest instructiu. S'introdueixen diversos exemples de bobines.

Pas 3: Conduir el SMPS amb un microcontrolador

Ara que hem calculat el temps de pujada de la nostra bobina, podem programar un microcontrolador per carregar-lo el temps suficient per assolir el seu mA nominal. Una de les maneres més fàcils de fer-ho és utilitzar el modulador d’amplada de pols de maquinari d’un PIC. La modulació de l'amplada de pols (PWM) té dues variables esbossades a la figura següent. Durant el cicle de treball, el PIC engega el FET, el connecta a terra i permet que el corrent arribi a la bobina inductor (temps de pujada). Durant la resta del període, el FET està apagat i el corrent surt de l’inductor a través del díode cap als condensadors i la càrrega (temps de caiguda). Ja sabem el temps de pujada requerit pels nostres càlculs anteriors: 13,5uS. TB053 suggereix que el temps de pujada sigui del 75% del període. He determinat el valor del meu període multiplicant el temps de pujada per 1,33: 17,9uS. Això és coherent amb el suggeriment de TB053 i garanteix que l'inductor es mantingui en mode discontinu, descarregant-se completament després de cada càrrega. És possible calcular un període més exacte afegint el temps de pujada calculat al temps de caiguda calculat, però no ho he intentat. Ara podem determinar el cicle de treball real i els valors del període a introduir al microcontrolador per obtenir els intervals de temps desitjats.. Al manual de gamma mitjana de Microchip PIC trobem les següents equacions (https://ww1.microchip.com/downloads/en/DeviceDoc/33023a.pdf):PWM Duty Cycle uS = (10 bit Duty Cycle Value) * (1 / oscil·lador) * Prescaler Si establim el prescaler a 1 i superem aquesta equació amb un pal d’àlgebra obtenim: Valor de cicle de treball de 10 bits = PWM Duty Cycle uS * Freqüència de l’oscil·lador Substituïu el Cicle de treball uS pel temps de pujada calculat i assumim un oscil·lador de 8 Mhz freqüència: 107 = 13,5uS * 8Mhz107 s’introdueix al PIC per obtenir un cicle de treball de 13,5uS. A continuació, determinem el valor del període PWM. Del manual de rang mitjà obtenim la següent equació: període PWM uS = ((valor del període PWM) + 1) * 4 * (1 / freqüència de l’oscil·lador) * (valor de prescala) De nou, establim el precalificador a 1 i assetgem l’equació per al valor del període PWM, donant-nos: Valor del període PWM = ((Període PWM uS / (4 / Freqüència oscil·lador)) - 1) Substituïu el període US per (1,33 * temps de pujada), i assumiu una freqüència d’oscil·lador de 8 Mhz: 35 = ((17,9 / (4/8)) - 1) 35 s’introdueix al PIC per obtenir un període de 17,9uS. Però espera! El període no és més curt que el cicle de treball? No: els PIC tenen un registre de cicle de treball de 10 bits i un registre de període de 8 bits. Hi ha més resolució per al valor del cicle de treball, de manera que el seu valor de vegades serà superior al valor del període, especialment a freqüències altes. Tots aquests càlculs s’implementen a la "Taula 2. Càlculs PWM" del full de càlcul inclòs amb aquest instructiu. S'introdueixen diversos exemples de bobines.

Pas 4: disseny de PCB

PCB i CCT estan en format EagleCad. Tots dos s’inclouen a l’arxiu ZIP.

Vaig mirar diversos dissenys existents en fer aquest PCB. Aquí hi ha les meves notes sobre les característiques importants del disseny: 1. He seguit la nota de l’APP Microchip i he utilitzat un TC4427A per conduir el FET. Aquest A) protegeix el microcontrolador de tensions de retrocés que surten del FET i B) pot conduir el FET a tensions més altes que el PIC per a un canvi més ràpid / més dur amb una millor eficiència. 2. Es minimitza la distància des del PWM del PIC fins al FET. 3. FET, inductor, condensadors molt ajustats. 4. Traça de subministrament de greixos. 5. Bona terra entre el punt de connexió FET i paret. Vaig triar el microcontrolador PIC 12F683 per a aquest projecte. Es tracta d’un PIC de 8 pins amb maquinari PWM, 4 convertidors analògics a digitals, oscil·lador intern de 8 MHz i EEPROM de 256 bytes. El més important és que en tenia un d’un projecte anterior. Vaig utilitzar l'IRF740 FET per la seva gran reputació a la llista Neonixie-L. Hi ha 2 condensadors per suavitzar el subministrament de tensió alta. Un és un electrolític (alta temperatura, 250 volts, 1uF), l’altre és una pel·lícula metàl·lica (250 volts, 0,47uf). Aquest darrer és molt més gran i més car (0,50 $ vs 0,05 $), però és necessari per obtenir una sortida neta. Hi ha dos circuits de retroalimentació de voltatge en aquest disseny. El primer permet que el PIC detecti la tensió de sortida i apliqui impulsos al FET segons sigui necessari per mantenir el nivell desitjat. Es pot utilitzar "Taula 3. Càlculs de xarxa de retroalimentació d'alta tensió" per determinar el valor de retroalimentació correcte donat el divisor de voltatge de 3 resistències i el voltatge de sortida desitjat. L’afinació fina es realitza amb la resistència de tall de 1 k. La segona retroalimentació mesura la tensió d’alimentació perquè el PIC pugui determinar el temps de pujada òptim (i els valors del període / cicle de treball). A partir de les equacions del pas 1 vam trobar que el temps de pujada de l’inductor depèn de la tensió d’alimentació. És possible introduir valors exactes del full de càlcul al vostre PIC, però si es canvia la font d'alimentació, els valors ja no són òptims. Si s'executa amb bateries, el voltatge disminuirà a mesura que es descarregin les bateries, cosa que necessita un temps de pujada més llarg. La meva solució era deixar que el PIC calculés tot això i establís els seus propis valors (vegeu el firmware). El pont de tres pins selecciona la font d'alimentació per al TC4427A i la bobina inductor. Es pot executar ambdós des del regulador 7805 de 5 volts, però s’aconsegueix una millor eficiència i una major producció amb una tensió d’alimentació més gran. Tant el TC4427a com l'IRF740 FET suportaran fins a ~ 20 volts. Atès que el PIC es calibrarà per a qualsevol voltatge d'alimentació donat, té sentit alimentar-los directament des de la font d'alimentació. Això és especialment important en el funcionament de la bateria: no cal gastar energia al 7805, només cal alimentar l’inductor directament de les cel·les. Els LED són opcionals, però útils per a la resolució de problemes. El LED "esquerre" (groc a les meves taules) indica que la retroalimentació d'alta tensió està per sota del punt desitjat, mentre que el LED dret (vermell al meu disseny) indica que s'ha acabat. A la pràctica s’obté un bon efecte PWM en què els LED brillen en intensitat en relació amb la càrrega actual. Si el LED vermell s'apaga (fix), indica que, malgrat el seu millor esforç, el PIC no pot mantenir la tensió de sortida al nivell desitjat. En altres paraules, la càrrega supera la sortida màxima de SMPS. NO oblideu els cables de pont que es mostren en vermell! Llista de parts Valor de la peça C1 1uF 250V C3 47uF 50V C4 47uF (50V) C5 0.1uF C6.1uf C7 4u7 (50V) C8 0.1uF C9 0.1uF C11 0.47uF / 250V D1 600V 250ns IC2 TC4427a IC5 7805 Regulador de 5 volt IC7 PIC 12F683 L1 Inductor (22R104C) LED1 LED2 Q1 IRF740 R1 120K R2 0.47K R3 1K Talladora lineal R4 330 Ohm R5 100K R6 330 Ohm R7 10K SV1 3 Pin Capçal X2 3 Terminal de cargol

Pas 5: Firmware

El firmware està escrit en MikroBasic, el compilador és gratuït per a programes de fins a 2K (https://www.mikroe.com/). Si necessiteu un programador PIC, considereu que la meva placa de programador JDM2 millorada també es publica a instructables (https://www.instructables.com/ex/i/6D80A0F6DA311028931A001143E7E506/?ALLSTEPS). Funcionament bàsic: 1. Quan s’aplica l’alimentació, s’inicia el PIC. 2. El retard PIC durant 1 segon per permetre l’estabilitat de les tensions. 3. PIC llegeix la retroalimentació de la tensió d’alimentació i calcula els valors òptims del cicle de treball i del període. 4. PIC registra els valors de lectura, cicle de treball i període ADC a la EEPROM. Això permet solucionar problemes i ajuda a diagnosticar falles catastròfiques. L’adreça EEPROM 0 és el punter d’escriptura. Es guarda un registre de 4 bytes cada vegada que es reinicia l'SMPS. Els primers 2 bytes són ADC alt / baix, el tercer byte és inferior a 8 bits del valor del cicle de treball, el quart byte és el valor del període. Es registren un total de 50 calibratges (200 bytes) abans que el punter d'escriptura es llanci i comenci de nou a l'adreça EEPROM 1. El registre més recent es localitzarà al punter-4. Aquests es poden llegir des del xip mitjançant un programador PIC. Els 55 bytes superiors es deixen lliures per a futures millores (veure millores). 5. PIC entra en bucle sense fi: es mesura el valor de retroalimentació d’alt voltatge. Si es troba per sota del valor desitjat, els registres del cicle de treball PWM es carreguen amb el valor calculat - NOTA: els dos bits inferiors són importants i s'han de carregar a CPP1CON 5: 4, els 8 bits superiors passen a CRP1L. Si la retroalimentació és superior al valor desitjat, el PIC carrega els registres del cicle de treball amb 0. Aquest és un sistema de "salt d'impulsos". Vaig decidir el salt d’impulsos per dos motius: 1) a freqüències tan altes que no hi ha molta amplada de treball (0-107 en el nostre exemple, molt menys a tensions d’alimentació més altes) i 2) és possible una modulació de freqüència, i dóna molt més marge per ajustar (35-255 en el nostre exemple), però NOMÉS EL DEURE ESTÀ DOBLE AMB MÀSTER EN HARDWARE. Canviar la freqüència mentre funciona el PWM pot tenir efectes "estranys". Ús del firmware: cal utilitzar diversos passos de calibratge per utilitzar el firmware. Aquests valors s'han de compilar al microprogramari. Alguns passos són opcionals, però us ajudaran a treure el màxim profit de la vostra font d'alimentació. const v_ref as float = 5.1 'float const supply_ratio as float = 11.35' float const osc_freq as float = 8 'float const L_Ipeak as float = 67' float const fb_value as word = 290 'word Aquests valors es poden trobar a la part superior de la codi de firmware. Cerqueu els valors i configureu-los de la següent manera. v_ref Aquesta és la referència de voltatge de l'ADC. Això es necessita per determinar la tensió d'alimentació real a incloure en les equacions descrites al pas 1. Si el PIC s'executa des d'un regulador 7805 de 5 volt, podem esperar uns 5 volts. Mitjançant un multímetre mesureu la tensió entre el pin d'alimentació PIC (PIN1) i la terra al terminal de cargol. El meu valor exacte era de 5,1 volts. Introduïu aquest valor aquí. supply_ratio El divisor de tensió d'alimentació consisteix en una resistència de 100K i 10K. Teòricament, la retroalimentació hauria d'igualar la tensió d'alimentació dividida per 11 (vegeu la taula 5. Càlculs de la xarxa de retroalimentació de la tensió d'alimentació). A la pràctica, les resistències tenen diverses toleràncies i no són valors exactes. Per trobar la relació de retroalimentació exacta: 1. Mesureu la tensió d’alimentació entre els terminals de cargol. 2. Mesureu la tensió de retroalimentació entre el pin PIC 7 i la terra al terminal de cargol. 3. Divideix el subministrament V per FB V per obtenir una proporció exacta. També podeu utilitzar la "Taula 6. Calibració de la retroalimentació de la tensió de subministrament". osc_freq Simplement la freqüència de l’oscil·lador. Utilitzo l’oscil·lador intern de 8Mhz de 12F683, de manera que introdueixo un valor de 8. L_Ipeak Multiplicar la bobina d’inductor uH pels amplificadors continus màxims per obtenir aquest valor. A l'exemple, el 22r104C és una bobina de 100uH amb una qualificació de.67amps contínua. 100 *.67 = 67. Multiplicant el valor aquí s’elimina una variable de coma flotant de 32 bits i un càlcul que d’altra manera s’hauria de fer al PIC. Aquest valor es calcula a la "Taula 1: càlculs de bobina per a la font d'alimentació d'alta tensió". fb_value Aquest és el valor enter real que utilitzarà el PIC per determinar si la sortida d’alta tensió és superior o inferior al nivell desitjat. Utilitzeu la taula 3 per determinar la relació entre la sortida d’alta tensió i el voltatge de retroalimentació quan el tallador lineal es troba a la posició central. Si utilitzeu el valor central, podreu ajustar els dos costats. A continuació, introduïu aquesta proporció i la vostra referència de voltatge exacta a la "Taula 4. Valor de configuració ADC d'alimentació d'alta tensió" per determinar el valor fb_value. Després de trobar aquests valors, introduïu-los al codi i compileu-los. Grabeu l’HEX al PIC i ja esteu a punt. RECORDEU: el byte EEPROM 0 és el punter d'escriptura de registre. Establiu-lo a 1 per començar a registrar el byte 1 en una foto nova. A causa del calibratge, el FET i l’inductor no s’han d’escalfar mai. Tampoc no hauríeu d’escoltar un so de la bobina de l’inductor. Ambdues condicions indiquen un error de calibratge. Consulteu el registre de dades a EEPROM per ajudar a determinar on podria ser el vostre problema.

Pas 6: millores

Es poden millorar un parell de coses:

1. Col·loqueu el terminal de cargol més a prop de FET per obtenir un millor camí de terra. 2. Engregeu la traça de subministrament als condensadors i a l’inductor. 3. Afegiu una referència de tensió estable per millorar el funcionament de les bateries i subministrar voltatges inferiors a 7 volts (on la sortida dels 7805 cau per sota dels 5 volts). 4. Utilitzeu els 55 bytes EEPROM superiors per registrar una mica fascinant de dades inútils: temps d’execució total, esdeveniments de sobrecàrrega, càrrega mínima / màxima / mitjana. -ian instructables-at-whereisian-dot-com