Inversor de graella: 10 passos (amb imatges)

2024 Autora: John Day | [email protected]. Última modificació: 2024-01-30 08:12

Aquest és un projecte carnós, així que tanca’t!

Els inversors de graella us permeten introduir l’energia en una presa de corrent, cosa que és fantàstica. Trobo que l’electrònica de potència i els sistemes de control implicats en el seu disseny són interessants, de manera que vaig construir el meu propi. Aquest informe comparteix el que he après i documenta com he fet les coses. M’interessaria qualsevol comentari que tinguéssiu (a part dels sobre no embrutar l’electricitat).

Tots els conceptes són escalables, però aquesta configuració tenia una potència màxima de 40 watts abans que els inductors del filtre començessin a saturar-se. El corrent de sortida era sinusoïdal amb THD <5%.

Consulteu el programari al meu GitHub

Subministraments

• He utilitzat la placa de desenvolupament STM32F407. Funciona a 168 MHz i té 3 ADC integrats capaços de tenir una resolució de 12 bits a més de 2,4 MSPS (milions de mostres per segon) cadascun. Això és una bogeria!
• He utilitzat la placa de desenvolupament DRV8301. Allotja un pont H de 60v juntament amb els controladors de porta necessaris, derivacions de corrent i amplificadors de derivació de corrent. Super maco!
• He utilitzat un transformador toroidal de 230-25v amb 2 aixetes de sortida. Això significava que no havia de produir directament tensió de xarxa, sinó que podia treballar amb tensions màximes de 40 volts. Molt més segur!
• Vaig connectar una càrrega d’inductors i condensadors junts per obtenir els valors L i C que volia per al filtre.
• Un oscil·loscopi i una sonda diferencial són claus per a un projecte com aquest. Tinc un Picoscopi

Pas 1: Quina és la potència de xarxa?

El que obtingueu a una presa de corrent (al Regne Unit) és un senyal sinusoïdal de 50Hz 230v RMS amb una impedància molt baixa. Algunes coses a dir sobre això:

50Hz: la freqüència de xarxa es manté amb molta precisió a 50Hz. Varia lleugerament, però el 90% del temps oscil·la entre els 49,9 i els 50,1 Hz. Veure aquí. Us podeu imaginar tots els enormes generadors de les centrals elèctriques amunt i avall del país girant a l’uníson. Giren de manera sincrònica produint per a nosaltres un senyal sinusoidal de 50Hz. La seva inèrcia rotacional massiva combinada triga a disminuir o accelerar la velocitat.

En teoria, si s’enganxés una càrrega ENORME a la xarxa, començaria a frenar els generadors del país. No obstant això, com a resposta, els nois de l’oficina de control de la xarxa nacional demanarien a les centrals elèctriques que alimentessin les seves calderes, alimentessin la calor i obligessin els generadors a mantenir-se al dia amb la demanda. Així, l'oferta i la demanda estan en un ball continu entre si.

Una cosa més a dir sobre el senyal de 50Hz. Tot i que varia molt lleugerament al voltant dels 50Hz, els nois de dalt s’asseguren que la freqüència mitjana del dia sigui exactament de 50Hz. Per tant, si la xarxa és a 49,95 Hz durant 10 minuts, s’asseguraran que funcioni a 50,05 Hz més tard per portar el nombre exacte de cicles a 50 Hz x 60 segons x 60 minuts x 24 hores = 4, 320, 000 / dia. Ho fan precisament utilitzant el temps atòmic internacional. Per tant, els aparells domèstics, d’oficina i industrials poden utilitzar la freqüència de la xarxa per mantenir el temps. Normalment, això es fa amb temporitzadors de sòcol mecànic.

230v: es tracta del voltatge RMS (Root Mean Square) del senyal de 50Hz. El senyal real oscil·la fins a un pic de 325 v. És important saber-ho, perquè si esteu construint un inversor, haureu de produir tensions tan altes si voleu que flueixi corrent cap als endolls.

En realitat, les tensions que es veuen en un endoll de casa són força variables. Això es deu a la caiguda de tensió de la resistència dels cables, connectors, fusibles, transformadors, etc. Hi ha resistència a tot arreu. Si enceneu una dutxa elèctrica que tregui 11 quilowatts (és a dir, ~ 50Amp), fins i tot 0,2ohms de resistència us cauran 10 volts. És possible que vegeu que els llums es redueixen de manera lleugera. Els motors grans, com els que es troben en els pals, atrauen corrents enormes mentre el motor s’accelera. Per tant, sovint veieu un lleuger parpelleig de les llums quan les enceneu.

El meu punt és que la tensió de xarxa és molt més variable. Aquí al Regne Unit se suposa que és de 230 V amb una tolerància del +10% / - 6%. Podeu esperar veure canvis i fluctuacions sobtades a mesura que s’encenen / apaguen càrregues grans a prop. Penseu en assecadores, bullidors, forns, escuderies, etc.

Sinusoidal: el senyal hauria de ser una ona sinusoïdal neta però, en realitat, alguns aparells no lineals xuclen la seva potència des de certs punts del cicle de les ones sinusoïdals. Això introdueix distorsió i per això el senyal no és una ona sinusoïdal perfecta. Les càrregues no lineals solen incloure fonts d’alimentació d’ordinadors, llums fluorescents, carregadors, televisors, etc.

La distorsió harmònica total (THD) ho quantifica en la forma d'ona. Hi ha normes sobre la neteja de la sortida d’un inversor. Si no pot produir un senyal prou net, no s’aprovarà a la venda. Això és important perquè el contingut harmònic de la xarxa redueix l'eficiència d'alguns dispositius connectats a ella (especialment els harmònics senars). Crec que el THD màxim permès és del 8%

Impedància baixa: a l'hora de pensar en un inversor de connexió a xarxa, serà important tenir-ho en compte. Hi ha tot tipus de càrregues connectades a la xarxa, incloses les càrregues inductives, resistives i ocasionalment capacitives. Per tant, la impedància és desconeguda i variable. La resistència és molt petita, és a dir, si connecteu una càrrega de corrent elevada, la tensió no caurà gaire.

Pas 2: Com introduir energia a la xarxa

Per introduir energia a la xarxa, hem de sintetitzar un senyal que coincideixi exactament amb la freqüència i la fase de la xarxa, però amb una tensió cada vegada més lleugera.

A causa de la baixa resistència de la xarxa, és difícil saber exactament quant és més elevat aconseguir aquest voltatge. I a mesura que la tensió RMS fluctua, hem d’assegurar-nos que fluctuem amb ella. Només produir un senyal de tensió fix de 50Hz lleugerament superior a la tensió de xarxa no funcionarà.

PI Control del corrent de sortida

El que necessitem és un bucle de control per mesurar el corrent instantani que estem empenyent a la xarxa i ajustar automàticament la nostra tensió de sortida per conduir el corrent que desitgem. Això transformarà eficaçment la nostra sortida en una font de corrent (en lloc d’una font de tensió) més adequada per conduir impedàncies baixes. Ho podem aconseguir mitjançant un bucle de control PI (Proporcional Integral):

Els bucles de control PI són fantàstics. Hi ha 3 parts:

• El valor mesurat: el corrent que introduïm a la xarxa elèctrica
• El valor de referència: el corrent que volem empènyer a la xarxa elèctrica
• La sortida: la tensió del senyal a generar

Cada vegada que anomenem l'algorisme PID, passem la mesura actual més recent i el valor de consigna que volem. Tornarà un nombre arbitrari (proporcional al voltatge de sortida que es generarà).

El nostre algorisme de control PID ens permet triar el corrent de sortida que desitgem en cada moment. Per produir un corrent de sortida sinusoïdal de 50 Hz, hem de canviar contínuament el corrent sol·licitat de manera sinusoïdal.

L’algorisme PID s’anomena cada 100us (equival a 200 vegades per cicle de 50Hz). Cada vegada que es diu és capaç de fer ajustaments directes a la tensió de sortida i, per tant, indirectament ajustar el corrent de sortida. Com a resultat, produïm una sortida de corrent escalonada similar a la que es mostra a la imatge amb cada pas que es produeix cada 100us. Això proporciona prou resolució.

Control avançat

Podem reduir massivament la càrrega de treball del controlador PI afegint també un controlador feedforward. Això és fàcil! Sabem la tensió de sortida aproximada que haurem de generar (igual que la tensió instantània de la xarxa). Aleshores es pot deixar el controlador PI per afegir el petit voltatge addicional necessari per accionar un corrent de sortida.

Per si sol, el controlador d’alimentació fa coincidir la tensió de sortida de l’inversor amb la tensió de la xarxa. No hauria de fluir cap corrent si coincidim prou bé. Per tant, el control d'avanç fa el 99% del control de sortida.

A causa de la baixa resistència de la xarxa, qualsevol diferència en la nostra tensió de sortida FF i la tensió de la xarxa resultaria en un gran corrent. Per tant, he afegit una resistència de memòria intermèdia d'1 ohm entre l'inversor i la xarxa. Això sí que introdueix pèrdues, però són força petites en el gran esquema.

Pas 3: producció de la tensió de sortida mitjançant PWM

Tot i que estem controlant indirectament el corrent de sortida, és un voltatge de sortida que estem generant en cada moment. Utilitzem PWM (Pulse Width Modulation) per produir la nostra tensió de sortida. Els senyals PWM es poden produir fàcilment mitjançant microcontroladors i es poden amplificar mitjançant un pont H. Són formes d’ona simples caracteritzades per 2 paràmetres, la freqüència F i el cicle de treball D.

Una forma d'ona PWM commuta entre 2 voltatges, en el nostre cas 0v i Vsupply

• Amb D = 1.0, la forma d'ona PWM és simplement CC a Vsupply
• Amb D = 0,5, obtenim una ona quadrada amb un voltatge mitjà de 0,5 x V aprovisionament, (és a dir, D x V aprovisionament)
• Amb D = 0,1, obtenim una forma d’ona polsada amb un període mitjà de 0,1 x V
• Amb D = 0,0, la sortida és una línia plana (CC a 0v)

La tensió mitjana és la clau. Amb un filtre de pas baix podem eliminar tot menys el component mitjà de CC. Per tant, variant el cicle de treball PWM D, podem fer qualsevol voltatge continu desitjat. Dolç!

Emprant un pont H

Un pont H està format per 4 elements de commutació. Aquests poden ser BJT, MOSFET o IGBT. Per produir la primera meitat (0 - 180 graus) de l'ona sinusoïdal, establim la fase B baixa desactivant Q3 i Q4 activat (és a dir, aplicant PWM amb D = 0). A continuació, realitzem el PWMing a la fase A. Per a la segona meitat, on el VAB és negatiu, establim la fase A baixa i apliquem el nostre PWM a la fase B. Això es coneix com a commutació bipolar.

Els MOSFET del pont H han de ser conduïts per un controlador de porta. Aquest és un tema propi, però un simple xip se’n pot encarregar. La placa de desenvolupament DRV8301 allotja convenientment el pont H, els controladors de portes i les derivacions actuals, cosa que fa que aquest projecte sigui molt més fàcil.

Pas 4: mesurar el corrent

Cada pota del pont H té una resistència de derivació i un amplificador diferencial. Les nostres derivacions són de 0,01 ohms i els nostres amplificadors tenen un guany de 40. Per tant, 1 Amp desenvolupa 10 mV a través de la derivació, que posteriorment s’amplifica a 400 mV.

Les sortides dels amplificadors de derivació són llegides pels ADC de 12 bits del STM32F407 que funcionen en mode de conversió contínua. Els ADC estan configurats per provar cada derivació a 110 KPS i el controlador DMA escriu automàticament les conversions en un buffer circular d’11 paraules a la RAM. Quan es vol una mesura actual, anomenem una funció que retorna el valor mitjà d'aquest buffer d'11 paraules.

Com que sol·licitem mesures actuals cada iteració PID (a 10 KHz), però omplim els nostres buffers ADC d’11 paraules a una velocitat de 110 KHz, hauríem d’obtenir dades completament noves cada iteració PID. La raó per utilitzar un filtre mitjà es deu al fet que el canvi PWM pot introduir pics a la barreja i els filtres medians eradiquen les mostres ADC falses de manera molt eficaç.

Un punt important a fer aquí: quina pota del pont H fem servir per a les mesures actuals? Bé, depèn de quina pota estem actualment en PWMing i de quina es mantingui baixa. La pota baixa és la que volem mesurar el nostre corrent, ja que el corrent sempre flueix per la resistència de derivació d’aquest costat. En comparació, pel costat que és PWMed, quan el MOSFET del costat alt està activat i el costat baix està apagat, no passa cap corrent per la derivació del costat baix. Per tant, canviem en quina pota mesurem el corrent en funció de la polaritat de sortida de l’inversor. Podeu veure-ho clarament a la imatge, mostrant la sortida d’un dels amplificadors de derivació durant un període. Obbviament, volem fer lectures durant una mica.

Per ajudar a depurar les nostres lectures actuals. He configurat el convertidor digital-analògic al STM32F407. Vaig escriure les lectures actuals que rebia i vaig ampliar la sortida. Ho podeu veure a la imatge final, el blau és el voltatge a través de la resistència de memòria intermèdia de sortida (és a dir, el corrent de sortida / 1,1 ohms) i el senyal vermell és la nostra sortida DAC.

Pas 5: filtrar la sortida

El filtre de sortida és una part clau del disseny. Necessitem aquestes característiques:

1. Bloqueja tots els canvis d’alta freqüència però passa un senyal de 50Hz
2. Pèrdues baixes
3. Per no ressonar!
4. Per fer front als corrents i tensions implicats

La transformada de Fourier d’un senyal PWM de freqüència F, cicle de treball D, entre 0 - Vs de subministrament de volts és: (D x Vs de subministrament) + Ones sinusoidals a la freqüència fonamental F, i els harmònics posteriors

Això és genial! Vol dir que si passem el nostre senyal PWM mitjançant un filtre de pas baix que bloqueja el fonamental PWM i tot el que hi ha més amunt. Ens queda el terme de voltatge continu. Al variar el cicle de treball, podem produir fàcilment qualsevol voltatge que vulguem entre 0 - Vsabastiment, tal com s’explica.

Basant-nos en les característiques desitjades esmentades anteriorment, podem dissenyar el filtre de sortida. Necessitem un filtre de pas baix fet amb una resistència mínima per evitar pèrdues. Per tant, només fem servir inductors i condensadors. Si escollim una freqüència de ressonància entre 1 i 2 KHz, evitarem la ressonància, ja que no injectarem cap senyal propera a aquesta freqüència. Aquí teniu el nostre disseny de filtres. Prenem la nostra sortida com la tensió de C1.

Triant L1 = L2 = 440uH, C1 = 8.4uF calculem una freqüència de ressonància d’1,85 KHz. Aquests també són valors de components realistes.

És vital garantir que els nostres inductors no comencin a saturar-se dels corrents que esperem. Els inductors que he utilitzat tenen un corrent de saturació de 3A. Aquest serà el factor limitant de la potència de sortida del nostre circuit. La tensió nominal del condensador també és important a tenir en compte. Estic fent servir ceràmica de 450 v, que en aquest cas és molt excessiva.

El gràfic de bode (per a valors L / C lleugerament diferents) s’ha generat mitjançant LTspice. Ens mostra l’atenuació infligida a les diferents freqüències d’entrada. Podem veure clarament la freqüència de ressonància a 1,8 KHz. Mostra que un senyal de 50Hz és gairebé totalment no alterat, mentre que us puc dir que un senyal de 45 KHz està atenuat per 54 dB.

Per tant, escollim la freqüència de la nostra operadora PWM de ~ 45 KHz. En triar freqüències de portadora PWM més altes, es pot augmentar la freqüència del filtre. Això és bo perquè redueix els valors L i C. Això vol dir components més petits i més econòmics. L’inconvenient és que les freqüències de commutació PWM més altes introdueixen majors pèrdues als commutadors de transistors.

Pas 6: sincronització de la fase i la freqüència

La sincronització amb la fase i la freqüència de xarxa és el que fa que un inversor de connexió de xarxa. Utilitzem una implementació digital d’un PLL (Phase Locked Loop) per aconseguir un seguiment precís de fase del senyal de xarxa. Ho fem mitjançant:

1. Mostreig de la tensió de xarxa
2. Produint un senyal sinusoïdal local de 50Hz
3. Comparant la fase entre el senyal local i el senyal de xarxa
4. Ajustar la freqüència del senyal local fins que la diferència de fase entre els 2 senyals sigui nul·la

1) Mostreig de la tensió de xarxa

Configurem un tercer canal ADC per llegir la tensió de la línia. Això s'obté dividint el voltatge d'una aixeta del transformador tal com es mostra. Això proporciona un voltatge a escala que varia aproximadament a 1,65 v que representa exactament el voltatge de la xarxa.

2) Produir un senyal sinusoïdal local a 50Hz És fàcil produir la nostra pròpia ona sinusoïdal a 50Hz. Emmagatzemem una taula de cerca de 256 valors sinusoïdals. El nostre valor de sinus simulat s’obté fàcilment mitjançant un índex de cerca que gira de forma incremental a través de la taula.

Hem d’incrementar el nostre índex exactament a la velocitat adequada per obtenir un senyal de 50Hz. És a dir, 256 x 50Hz = 12, 800 / s. Ho fem mitjançant l’ús del temporitzador 9 a 168 MHz. En esperar 168 MHz / 12800 = 13125 rellotges, augmentarem el nostre índex al ritme adequat.

3) Comparant la fase entre el senyal local i el senyal de xarxa, aquesta és la part més interessant. Si s'integra el producte de cos (wt) x sin (wt) durant 1 període, el resultat serà zero. Si la diferència de fase és diferent de 90 graus, obtindreu un nombre diferent de zero. Matemàticament:

Integral [Asin (t) x Bsin (t + φ)] = Ccos (φ)

Això es fantàstic! Ens permet comparar el senyal de xarxa, sin (ωt) amb el nostre senyal local, sin (⍵t + φ) i obtenir un valor.

Tanmateix, hi ha un problema que s’ha d’abordar: si volem que els nostres senyals es mantinguin en fase, hem d’ajustar la nostra freqüència local per mantenir el terme Ccos (φ) màxim. Això no funcionarà molt bé i aconseguirem un seguiment de fases deficient. Això es deu al fet que el d / dφ de ɑcos (φ) és 0 a φ = 0. Això significa que el terme Ccos (φ) no variarà molt amb els canvis de fase. Això té sentit?

Seria molt millor canviar de fase el senyal de xarxa mostrat en 90 graus perquè es converteixi en cos (ωt + φ). Llavors tenim això:

Integral [Asin (t) Bcos (t + φ)] = Csin (φ)

Introduir un desplaçament de fase de 90 graus és fàcil, simplement inserim les nostres mostres de voltatge ADC de xarxa en un extrem d’un buffer i les traiem un seguit de mostres, que corresponen a un desplaçament de fase de 90 graus. Com que la freqüència de la xarxa pràcticament no varia de 50Hz, una tècnica simple de retard de temps funciona de manera brillant.

Ara multiplicem el nostre senyal de xarxa de 90 graus desplaçat de fase amb el nostre senyal local i mantenim una integral del producte en funcionament durant el darrer període (és a dir, en els darrers 256 valors).

El resultat que sabem serà zero si els 2 senyals es mantenen amb precisió a 90 graus de distància. Això és fantàstic perquè desfà el canvi de fase que acabem d'aplicar al senyal de xarxa. Només per aclarir, en lloc de maximitzar el terme integral, estem intentant mantenir-lo zero i estem canviant de fase el nostre senyal de xarxa. Els canvis de fase de 90 graus introduïts per aquests 2 canvis es cancel·len.

Per tant, si Integral_Result <0 sabem que hem d’augmentar la freqüència de l’oscil·lador local per tornar-lo a la fase de la xarxa elèctrica i viceversa.

4) Ajustar la freqüència del senyal local Aquest bit és fàcil. Simplement ajustem el període entre l’increment del nostre índex. Limitem la rapidesa amb què podem corregir la diferència de fase, essencialment filtrant qualsevol cosa falsa. Ho fem mitjançant un controlador PI amb un terme I molt petit.

I ja està. Hem bloquejat el nostre oscil·lador d’ona sinusoïdal local (que estableix el valor de consigna de corrent de sortida) perquè estigui en fase amb la tensió de xarxa. Hem implementat un algorisme PLL i funciona com un somni.

L’augment de la freqüència del nostre oscil·lador local també redueix el desplaçament de fase del senyal de xarxa. Com que restringim l’ajust de freqüència a +/- 131 paparres (+/- ~ 1%), afectarem el desplaçament de fase un màxim de +/- 1 °. Això no importarà en absolut mentre les fases se sincronitzin.

Teòricament, si la freqüència de xarxa es desviava més de 0,5 Hz, perdríem el bloqueig de fase. Això es deu a la nostra restricció anterior sobre quant podem ajustar la freqüència de l'oscil·lador local. Tanmateix, això no passarà tret que la graella estigui a punt de fallar. La nostra protecció contra les illes començarà de totes maneres en aquest punt.

Realitzem una detecció de creuament zero a l’inici per intentar el millor possible per iniciar els senyals en fase des de l’òfset.

Pas 7: Anti-illa

La Viquipèdia té un article increïble sobre tècniques antillot i insulars. També implica que la gent xiula i bat més del necessari quan es tracta d’aquest tema. "Oh, no es pot construir el vostre propi inversor de connexió a la xarxa, matareu algú, etc."

Com s’explica millor per l’article de la viquipèdia, emprem un parell de precaucions de seguretat que juntes proporcionen una protecció adequada (al meu entendre):

1. Sota / sobretensió
2. Freqüència sota / sobre

Podem detectar aquestes situacions simplement analitzant la nostra tensió de xarxa a escala. Si alguna cosa surt fora de perill, desactiveu el pont H i espereu que les coses tornin a la normalitat.